微波非互易性器件研究
發(fā)布時間：2020-12-11 13:14
隨著5G移動通信的到來,頻譜資源變得更為緊張。為了提高頻譜利用率,全雙工（full-duplex）的雙工器將會逐漸取代半雙工,而環(huán)形器作為全雙工器的關鍵組成部分,成為了研究的熱點。傳統(tǒng)的鐵氧體環(huán)形器體積大且不可集成,不利于5G通信系統(tǒng)的小型化設計,因此,近幾年對非鐵氧體環(huán)形器的研究越來越廣泛。利用晶體管實現的環(huán)形器,由于晶體管自身噪聲的存在導致環(huán)形器的噪聲系數過大,從而限制了其應用。而利用電感、電容以及傳輸線等元件實現的環(huán)形器憑著良好的噪聲性能備受研究者青睞。本文在對各種環(huán)形器結構進行研究分析和對比的基礎上,提出了兩款基于開關傳輸線的集成環(huán)形器。該環(huán)形器結構簡單,性能優(yōu)越,易于實現。本文主要工作以及創(chuàng)新點如下:本文對開關傳輸線型環(huán)形器進行了研究,詳細分析了它的損耗機制,并在此基礎上提出了改進方案�，F有的環(huán)形器采用共面波導實現四分之一波長傳輸線,該結構面積大,損耗也大。本文采用集總LC傳輸線代替共面波導,在降低損耗的同時,縮小了傳輸線的尺寸;集總LC傳輸線中的電感采用導線的電感效應來替代環(huán)形電感,簡化了版圖的布局。本文利用上述的改進方案研制了第一款環(huán)形器芯片,第一款環(huán)形器在18GHz頻率...
【文章來源】：電子科技大學四川省 211工程院校 985工程院校 教育部直屬院校
【文章頁數】：79 頁
【學位級別】：碩士
【部分圖文】：
全雙工雙工器結構
電子科技大學碩士學位論文6圖2-1單端的相位不對稱元件與調制信號的時序圖下面通過時域的角度對上述結構進行分析。信號從左向右傳播時，1端口任意頻率的入射信號，在sw1V(t)為高電平時，開關S1導通，信號經過Tb/4的時間到達2端口，sw2V(t)正好為高電平，開關S2導通，信號從2端口出射；在sw1V(t)為低電平時，開關S1關斷，信號直接被反射回去。信號從右向左傳播時，2端口任意頻率的入射信號，在sw2V(t)為高電平時，開關S2導通，經過Tb/4的時間到達S1右端，此時sw1V(t)恰好為低電平，開關S1關斷，信號被反射回去，再經過Tb/4的時間到達S2左端時，sw2V(t)也是低電平，信號再次被反射回去，再經過Tb/4的時間到達S1左端，此時sw1V(t)為高電平，信號從1端口出射；在sw2V(t)為低電平時，信號直接被反射回去。也就是說，信號由右邊入射時經過了3Tb/4的延時到達左邊。顯然，信號從左到右的傳播和從右到左的傳播相比，相位的變化具有不對稱性。通過式(2-1)所示的時域表達式描述信號入射波與反射波的關系：()()111222112233()()1()44()()1()44++++=+=+bbswswbbswswTTxtvtVtxtVtTTxtxtVtxtVt(2-1)式(2-1)所示的時域表達式進行傅里葉變換，可得式(2-2)所示的S參數矩陣34411122122bbTjTjeSe=(2-2)從S參數矩陣中的S21和S12可以看出，信號只有四分之一的功率從一端傳播到另一端，剩余的部分功率或者被直接反射回去，或者轉化成了其他的頻率分量。從中S21和S12的相位部分很容易看出相位的不對稱性，值得一提的是，當入射信號的頻率取值合適的時候，相位也可以是對稱的。
第二章非互易元件的實現72.1.2平衡式相位不對稱元件在理想器件假設的前提下，單端的相位不對稱元件依然存在損耗，其損耗的主要原因在于sw1V(t)和sw2V(t)為低電平的時候，入射信號直接被反射回去，如果在sw1V(t)和sw2V(t)為低電平的時候給信號另一條通路，就可以避免發(fā)射的發(fā)生，如圖2-2所示，兩根傳輸線分別用兩組開關控制恰好解決了上述的問題，新增加的開關分別由調制信號sw1V(t)和sw2V(t)來控制，把這種結構叫做平衡式相位不對稱元件。與上一節(jié)進行類似的分析，針對信號從1端口向2端口傳播的情況，當sw1V(t)為高電平時，信號沿上面的傳輸線傳播，sw1V(t)為低電平時，信號沿下面的傳輸線傳播，都是經過Tb/4的延時從2端口出射。當信號從2端口向1端口傳播時，若開關sw2V(t)為高電平，信號沿上面的傳輸線傳播，同樣需要經過2次反射，然后從1端口出射，若sw2V(t)為低電平，信號沿下面的傳輸線傳播，也是經過2次反射，同樣從1端口端出射。用式(2-3)所示的時域表達式描述信號入射波與反射波的關系：圖2-2平衡式相位不對稱元件12213()4()4bbTxtxtTxtxt++==(2-3)式(2-3)所示的時域表達式進行傅里葉變換，得其S參數矩陣如式(2-4)所示：34400bbTjTjeSe=(2-4)觀察S參數矩陣中S21和S12的相位部分可以發(fā)現，當輸入信號頻率正好是調制信號頻率的奇數倍數時，即(21),0,1,2,3...inbf=k+fk=，信號從1端口入射和從2端口入射的相移分別是(2k+1)/2和3(2k+1)/2。此時，這個電路正好是一個信號從兩邊入射所形成的相位差為π的回轉器。相位差是π的情況，可以用
【參考文獻】：
碩士論文
[1]基于耦合模理論的多模諧振耦合電路研究[D]. 許慧.浙江大學 2017
[2]基于0.18μm CMOS工藝的正交壓控振蕩器研究[D]. 劉亞能.湖南師范大學 2016
本文編號：2910590
【文章來源】：電子科技大學四川省 211工程院校 985工程院校 教育部直屬院校
【文章頁數】：79 頁
【學位級別】：碩士
【部分圖文】：
全雙工雙工器結構
電子科技大學碩士學位論文6圖2-1單端的相位不對稱元件與調制信號的時序圖下面通過時域的角度對上述結構進行分析。信號從左向右傳播時，1端口任意頻率的入射信號，在sw1V(t)為高電平時，開關S1導通，信號經過Tb/4的時間到達2端口，sw2V(t)正好為高電平，開關S2導通，信號從2端口出射；在sw1V(t)為低電平時，開關S1關斷，信號直接被反射回去。信號從右向左傳播時，2端口任意頻率的入射信號，在sw2V(t)為高電平時，開關S2導通，經過Tb/4的時間到達S1右端，此時sw1V(t)恰好為低電平，開關S1關斷，信號被反射回去，再經過Tb/4的時間到達S2左端時，sw2V(t)也是低電平，信號再次被反射回去，再經過Tb/4的時間到達S1左端，此時sw1V(t)為高電平，信號從1端口出射；在sw2V(t)為低電平時，信號直接被反射回去。也就是說，信號由右邊入射時經過了3Tb/4的延時到達左邊。顯然，信號從左到右的傳播和從右到左的傳播相比，相位的變化具有不對稱性。通過式(2-1)所示的時域表達式描述信號入射波與反射波的關系：()()111222112233()()1()44()()1()44++++=+=+bbswswbbswswTTxtvtVtxtVtTTxtxtVtxtVt(2-1)式(2-1)所示的時域表達式進行傅里葉變換，可得式(2-2)所示的S參數矩陣34411122122bbTjTjeSe=(2-2)從S參數矩陣中的S21和S12可以看出，信號只有四分之一的功率從一端傳播到另一端，剩余的部分功率或者被直接反射回去，或者轉化成了其他的頻率分量。從中S21和S12的相位部分很容易看出相位的不對稱性，值得一提的是，當入射信號的頻率取值合適的時候，相位也可以是對稱的。
第二章非互易元件的實現72.1.2平衡式相位不對稱元件在理想器件假設的前提下，單端的相位不對稱元件依然存在損耗，其損耗的主要原因在于sw1V(t)和sw2V(t)為低電平的時候，入射信號直接被反射回去，如果在sw1V(t)和sw2V(t)為低電平的時候給信號另一條通路，就可以避免發(fā)射的發(fā)生，如圖2-2所示，兩根傳輸線分別用兩組開關控制恰好解決了上述的問題，新增加的開關分別由調制信號sw1V(t)和sw2V(t)來控制，把這種結構叫做平衡式相位不對稱元件。與上一節(jié)進行類似的分析，針對信號從1端口向2端口傳播的情況，當sw1V(t)為高電平時，信號沿上面的傳輸線傳播，sw1V(t)為低電平時，信號沿下面的傳輸線傳播，都是經過Tb/4的延時從2端口出射。當信號從2端口向1端口傳播時，若開關sw2V(t)為高電平，信號沿上面的傳輸線傳播，同樣需要經過2次反射，然后從1端口出射，若sw2V(t)為低電平，信號沿下面的傳輸線傳播，也是經過2次反射，同樣從1端口端出射。用式(2-3)所示的時域表達式描述信號入射波與反射波的關系：圖2-2平衡式相位不對稱元件12213()4()4bbTxtxtTxtxt++==(2-3)式(2-3)所示的時域表達式進行傅里葉變換，得其S參數矩陣如式(2-4)所示：34400bbTjTjeSe=(2-4)觀察S參數矩陣中S21和S12的相位部分可以發(fā)現，當輸入信號頻率正好是調制信號頻率的奇數倍數時，即(21),0,1,2,3...inbf=k+fk=，信號從1端口入射和從2端口入射的相移分別是(2k+1)/2和3(2k+1)/2。此時，這個電路正好是一個信號從兩邊入射所形成的相位差為π的回轉器。相位差是π的情況，可以用
【參考文獻】：
碩士論文
[1]基于耦合模理論的多模諧振耦合電路研究[D]. 許慧.浙江大學 2017
[2]基于0.18μm CMOS工藝的正交壓控振蕩器研究[D]. 劉亞能.湖南師范大學 2016
本文編號：2910590
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